為說明超級電容充電行為，我們以同步降壓穩(wěn)壓器為例。說明其關鍵問題和解決技術，并使用實驗波形來幫助理解。
圖1.實現(xiàn)cicv超級電容充電控制的同步降壓穩(wěn)壓器簡化原理圖
圖1顯示了用intersil的isl78268控制的實現(xiàn)cicv模式的同步降壓穩(wěn)壓器的簡化原理圖。為了在cicv控制下將超級電容組充電到25v,在選擇控制器時考慮了以下功能：
1.能在vin>= 48v和vout>= 25v條件下工作的同步降壓控制器。
2.恒定電流和恒定電壓調節(jié)能力，可自動切換調節(jié)模式。
3.在系統(tǒng)供電電壓范圍實現(xiàn)準確的電流感測輸入以實現(xiàn)ci模式。參考圖3,控制器可感測電感器的連續(xù)電流，即充電電流。控制器的電流感測放大器必須能夠承受共模電壓，在本例中為25v。
圖2顯示了isl78268同步降壓控制器的一小部分功能框圖。如圖所示，有兩個獨立的誤差放大器，分別標記為gm1和gm2,用于實現(xiàn)恒定電壓（gm1）和恒定電流（gm2）。
誤差放大器gm1用于cv閉環(huán)控制。它比較fb的反饋電壓與內部1.6v參考電壓，并在comp引腳產生誤差電壓。fb引腳從輸出電壓連接至一個電阻分壓器，并設置為當輸出電壓為預期電壓水平時fb電壓為1.6v。于是comp電壓即代表預期輸出電壓與實際輸出電壓之差。然后比較comp與電感電流相比較，以生成pwm信號，來控制輸出電壓，使之保持恒定。
誤差放大器gm2用于ci閉環(huán)控制。它比較imon/de引腳電壓與內部1.6v參考電壓，并在comp引腳產生誤差電壓。imon/de引腳電壓是內部產生的，代表平均輸出電感電流負載值。因此，comp電壓在gm2回路激活時（gm1和gm2的輸出之間的二極管有效地選擇哪個回路是激活的）代表預期輸出電流與實際輸出電流之差。然后comp與電感電流相比較，以生成pwm信號，來控制輸出電壓，使之保持恒定。
在超級電容電壓達到目標電壓之前的充電階段，由gm2的輸出來驅動comp引腳，產生pwm輸出，以實現(xiàn)ci控制。當超級電容電壓達到目標值時，充電電流減小，引起imon/de引腳電壓降低和ci回路斷開（當imon/de<1.6v時），于是cv回路自然地接管對comp的控制，從而保持輸出電壓恒定。
isl78268降壓控制器既有峰值電流模式的pwm控制器（可靠的逐周期峰值電流調制器），也有非常適用于超級電容充電的外部恒定平均電流回路。
圖3.isl78268 cicv回路簡化框圖
現(xiàn)在，我們可以重點介紹已實現(xiàn)的超級電容充電實現(xiàn)方案。圖4、5和6顯示了由isl78268控制，來為超級電容組（12節(jié)50f/2.7v串聯(lián)電容）充電的同步降壓控制器的實驗波形。超級電容將通過主電源充電至25v。
圖4.超級電容充電的實驗波形
圖4顯示超級電容充電有多個階段。開始時，在第1階段，vo幾乎為0.isl78268的imon/de引腳上的平均電流信號還未達到1.6v（期望充電電流的參考值），所以ci回路還未接通（engage）。在此階段，電感器的峰值電流被逐周期限制于固定的oc閾值。在vout處于低水平（fb<0.4v）的充電階段開始時，開關頻率最大值被限制在50khz,以預防所提到的因為低vout時的峰值電流限制而引起的電感器失控問題。
圖5顯示了第1階段的波形的放大圖。第2階段從imon/de引腳電壓（黃色跡線）達到1.6v時開始。在此階段，ci回路接通并拉低comp信號（青色跡線），從而開始穩(wěn)定輸出電流并使imon/de引腳電壓保持恒定。imon/de引腳電壓代表所感測的平均輸出電流信號。il波形（綠色跡線）顯示平均電流在第2階段被控制為恒定水平。輸出電壓波形（粉色跡線）顯示超級電容被恒定充電電流以線性方式充電。
圖5.超級電容充電第1階段的實驗波形放大
第3階段從fb引腳檢測到0.4v電壓開始（圖6）。該觸發(fā)之后恒定電流穩(wěn)定回路將完全接通，所以開關頻率可自動調節(jié)至預編程的300khz.在更高的開關頻率下，電感電流紋波（綠色跡線）顯著減小。輸出電壓（粉色跡線）繼續(xù)呈線性增加，表示超級電容被線性充電。
圖6.超級電容充電的實驗波形
回到圖4,第3階段一直到vo達到25v的目標電壓時結束。此時，cv回路接通并穩(wěn)定輸出電壓。平均電流回路斷開。圖5顯示輸出電壓（粉色跡線）趨平且電感電流降低。代表平均充電電流的imon/de引腳電流也下降，表示恒定電流穩(wěn)定過程結束。